村田噪声抑制基础教程-第四章 空间传导及其应对措施
4-1. 简介尽管到现在为止的章节主要讲述了噪声的产生和传导，但许多电磁噪声干扰实际上是以无线电波通过空间传导的。本章讲述噪声的空间传导。噪声的空间传导可以分为两种问题: 一种问题出现在较近距离内（当同一台电子设备内的电路彼此干扰时），另一种问题出现在较远距离内（当噪声发射为无线电波且干扰到旁边的电子设备时）。这两种问题因距离而在降低干扰程度方面有所不同，后者的影响波及范围更远。虽然后一个问题根据噪声规则对不需要的发射有限制规定，但前一个问题对设计电子设备也很重要。本章将首先讨论电路之间的干扰（短距离问题），随后讲述天线理论（远距离问题）以及如何屏蔽以防止这种问题。为了简化阐释，有些现象可能通过我们独特诠释方法进行极其简略的说明。有关详细和准确的理论，请参阅技术资料。[参考文献 1,2,3,4]本章的内容涵盖了如图1所示的从传输路径到天线的区段。类似于前一章，会随着阐释逐渐引入技术术语和概念。图4-1-1 第4章要阐释的内容4-2. 空间噪声传导及其应对措施如第1章所述，噪声传导通过导体和空间传导而产生。尽管到现在为止讲述地主要是导体传导，但本章将讲述空间传导以及屏蔽这种传导的静噪对策。4-2-1. 空间噪声传导模型和屏蔽(1) 空间噪声传导如图4-2-1所示，空间噪声传导的主要机制如下:
[*](i)静电感应。
[*](ii)电磁感应。
[*](iii)无线电波的发射和接收。
图4-2-1展示了噪声是如何在电子设备内通过空间传导，最终从电缆发射出的示例。空间传导的这三个机制也适用于电子设备外的噪声传导以及噪声接收。
图4-2-1 空间噪声传导的模型(2) 屏蔽若要在空中屏蔽空间噪声传导，对目标对象应该如图4-2-2所示进行屏蔽。屏蔽意味着用金属等良导体（或磁体）覆盖目标对象，屏蔽即可以应用于噪声源侧，又可用于接收器侧。尽管目标电路在图4-2-2中被单独屏蔽，但也可以覆盖整个电子设备或整个房间（称为屏蔽室）。尽管屏蔽方法会因噪声感应模型而稍有不同，但其具体实施方案几乎一样。只要条件不是极端恶劣，即使很薄的金属箔也可以在几MHz的频率范围内取得足够好的效果。许多情况下均需要接地连接，且效果会因接地的优良程度而有很大差异。
图4-2-2 屏蔽4-2-2. 静电感应(1) 电场传输噪声通常，带电的物体周围会形成一个电场。如图4-2-3所示这个电场会影响周围电路的现象称为静电感应。代表这个现象的电路图如图4-2-3(b)所示，其中在噪声源和受害方之间形成了浮动的静电容量CS，从而形成了电流路径。当噪声源电压Vn变大且浮动静电容量CS变大时，静电感应引起的噪声电压V2升高。当噪声源和受害方之间的距离缩短且噪声源和受害方的尺寸变大时，浮动静电容量CS升高。
图4-2-3 静电感应(2) 高阻抗电路易受噪声影响通常浮动静电容量CS非常小，大约只有几pF或更小。例如，假定间隙为10mm，并联长度为100mm，线路直径为1mm的细线时（同时忽视基板的介电常数），如图4-2-3(a)所示的线路间的浮动静电容量大约为1pF。因此，相对整个电路来说，图4-2-3(b)中阻抗CS比率较大。如果作为噪声受害方的电路阻抗Z2小于这个比率，则感应电压V2可通过分压来降低。一般而言，这就是为什么高阻抗电路更容易接收噪声的原因之一（低阻抗电路不太容易接收）。通常，静电感应指的是电场引起的常规噪声感应。为了简化电路模型，我们只将重点放在如图4-2-3所示的线路间浮动静电容量。(3) 如何降低静电感应为了降低静电感应，通常会采用以下措施:
[*](i)增加距离（降低浮动静电容量）。
[*](ii)减小线路等的尺寸。
缩短并联线路部分的长度（降低浮动静电容量）。
[*](iii)提供静电屏蔽（用金属板盖住噪声源或受害方，然后连接到地线）。
[*](iv)降低噪声源的电压（使用EMI静噪滤波器）。
[*](v)降低接收器的阻抗或灵敏度（使用EMI静噪滤波器）。
4-2-3. 静电屏蔽图4-2-4提供了静电屏蔽的示例。接地的金属板放在噪声源和受害方之间，以便阻挡电场的效果。
图4-2-4 静电屏蔽如图4-2-4(b)所示，将噪声旁路到地，降低了对噪声受害方的影响。因此必须要有接地（连接到地线）。如果屏蔽高频噪声，则没有必要接至大地。连接到外壳或电路的地线就足够了。但接地阻抗应尽量小，以便让噪声电流流动顺畅。一般而言，静电屏蔽是指对静电电场的屏蔽。如果如图4-2-4所示阻挡线路附近的高频噪声，就涉及到了电磁屏蔽的效果（稍后讲述）。屏蔽可同时应用于噪声源侧和受害方侧。如果屏蔽受害方侧，则连接到受影响电路的地线。4-2-4. 电磁感应(1) 磁场传输噪声通常电流流过导线会在导线周围形成磁场。如图4-2-5所示这个磁场会影响周围电路的现象称为电磁感应。从电路的角度看，可以认为感应电压由于如图4-2-5(b)所示两个电路间的互感系数M而出现在受影响的电路内。图中与M相连的线圈指的是电路导线等形成的电流环路电感，并不代表特定的元件。类似于静电感应的情形，当噪声源电流In变大和互感系数M变大时，电磁感应引起的噪声电压V2升高。另外当噪声源和受害方之间的距离缩短且电流的并联部分变大时，互感系数M也会变大。(2) 电流环路引起问题衡量互感系数M的大小时需要考虑整个电流环路。例如，对于上述浮动静电容量示例中采用的细线（间隙10mm，并联长度100mm，直径1mm），只有相关部分的互感大约为40nH。但电流始终需要返回的线路（地线等）。例如这个返回的线路采用较长的路径，如果两条线路距离下方的地面100mm，则互感增至约100nH。（因为这个估算未包括线路两端的电路，所以在考虑两端的电路后可能数值会更高）相比之下，例如返回的线路采用最短的路径，如果线路距离下方的地面1mm，则互感降低到约为0.5nH。如上所述，互感值会因电流返回线路的布设方式而有所差异。若要降低互感，需要减少线路两端的电路以及地面形成的电流环路总面积。
图4-2-5 电磁感应(3) 如何降低电磁感应为了降低电磁感应，通常会采用以下措施:
[*](i)增加距离（降低互感）。
[*](ii)缩小线路等的电流环路面积。
电流环路应彼此垂直（降低互感）
[*](iii)设置电磁屏蔽（用金属板盖住噪声源或受害方）。
[*](iv)降低噪声源的电流。
[*](v)将EMI静噪滤波器连接到接收器（旁通电容器，铁氧体磁珠等）
4-2-5. 电磁屏蔽(1) 无需使用磁体就可以屏蔽磁场电磁屏蔽的示例如图4-2-6所示。将一个金属板放在噪声源和受害方之间，以便切断穿过此金属板的磁通量。因为切断磁通量的这种效果主要是通过流经金属板的涡电流实现的，所以金属板不需要是磁体，但一定要流过电流。换言之，如果金属板内存在间隙，屏蔽效果会明显变差。另外还要注意的是直流电流或低频波引起的磁场无法用电磁屏蔽来阻挡。这种情况需要使用磁屏蔽，后文将会讲述这点。(2) 大多数情况需接地原则上如图4-2-6(b)的电路所示，电磁屏蔽不需要接地。但如果屏蔽了一条电缆，电缆的两端就应该接地。这是因为将屏蔽内表面用作电流的返回线路，可以达到最小化电流环路面积的效果。例如，一种理想的屏蔽电缆是同轴电缆，这种电缆将外导体用作信号电流的返回线路。这就使得外部磁场的电流环路面积几乎等于零。在多数静噪对策中，会同时涉及电磁感应和静电感应。因此如果用于电磁屏蔽的金属板接地，同时也可以用作静电屏蔽。所以许多情形中也会将电磁屏蔽接地。
图4-2-6 电磁屏蔽4-2-6. 无线电波的发射和接收(1) 距离增加时无线电波传输噪声除了静电感应和电磁感应外，空间噪声传导还可能出现在转换为无线电波后，如图4-2-7所示无线电波在空间传播并干扰其他电路。
静电感应和电磁感应是出现在较近距离内的现象，感应降低的效果与距离的平方或立方成反比。所以可以将电路彼此分隔开。尽管经无线电波的干扰会随着距离而降低，但降低的程度并不大，所以噪声可传播的距离相对较远。
因此可以说近距离内的空间传导主要是由电场或磁场的感应造成的，而远距离内的空间传导主要是由无线电波的感应造成的。(2) 近场和远场这些现象是发射噪声的天线周围的电磁场结构所引起的。相对靠近天线的区域称为近场，相对远离天线的区域称为远场。大致而言，如图4-2-7所示转换的距离大约为到噪声源的λ/2π。
转换距离与频率成反比。尽管10HMz的距离最远达到5m，但100MHz大约为50cm，1GHz大约为5cm。如果在常规的电子设备内部，就需要考虑1GHz以上频率范围（手机和无线局域网等使用的频率范围）内无线电波引起的感应。(3) 波阻抗在空中以无线电波传输的噪声的其中一个特征是电场与磁场的比例是恒定的（377欧姆）。电场与磁场的这个比率称为波阻抗。对于近场而言，电场或磁场会有一个强度较高，这可能会形成热点，使得波阻抗很高或很低。屏蔽效果会因此受到影响。由于远场的波阻抗是恒定的，所以屏蔽效果稳定。(4) 天线发送和接收无线电波的电路称为天线。要实现噪声抑制，就需要制造一个尽量不发射也不接收电波的电路。这意味着设计的电路不应该形成有效的天线。近场，远场和天线将在后文独立的章节内进一步讲述。(5) 将电磁屏蔽用于屏蔽如上所述，使用电磁屏蔽来屏蔽无线电波。这意味着电磁屏蔽会同时阻挡高频磁场和电场。电磁屏蔽的效果将在独立的章节内讲述。
图4-2-7 近场和远场的转换4-2-7. 磁屏蔽电磁屏蔽对包括直流磁场交流电源等超低频磁场没有任何效果。这种情况下，可采用磁屏蔽。磁屏蔽会如图4-2-8所示用磁体包围目标对象，将磁力线旁路引至磁体内，从而降低了目标对象周围的磁场。为了改善旁路效果，需要使用导磁率较大的更厚材料。
图4-2-8 磁屏蔽（概念图）4-2-8. 如何让屏蔽更轻(1) 难以制造完美的屏蔽为了完全阻挡空间传导（目标不低于40 dB），如图4-2-9所示需要用屏蔽材料覆盖住目标对象的所有外围。但屏蔽的部件大，重量和成本就是问题。
图4-2-9 屏蔽配置如图4-2-3和图4-2-5所示，即使只是在中间放置屏蔽板或是在极端的情况下，将地线敷设到有问题的线路两端（称为防护线），也具有一定程度的屏蔽效果。但这种不完整的屏蔽预期只能达到最高约10dB的效果。(2) 消除导体传导区域内的噪声电路需要一根天线来发射和接收噪声。如果可以在这根天线和电路之间插入EMI静噪滤波器来消除噪声，就可以消除噪声导体传导区域内的噪声，因此不需要屏蔽。
图4-2-10 使用EMI静噪滤波器抑制空间传导尽管通常将采用电容器和线圈的低通滤波器用作EMI静噪滤波器，但各元件对噪声抑制的优势会因噪声感应机制而有所差异。(3) 静电感应滤波器例如，如图4-2-11所示的静电感应，假定由于调和噪声的浮动静电容量CS的静电容量较小，而使得电路阻抗非常高。这种情况下，旁路电容器要比铁氧体磁珠等阻抗元件更有优势。
图4-2-11 对静电感应有效的滤波器配置示例(4) 电磁感应滤波器对于如图4-2-12所示的电磁感应，重点是降低噪声源侧的电流以及噪声接收器侧的电压。阻抗元件对降低电流有优势，而旁路电容器则有利于降低电压。上述阐释只是定性分析，阻抗的水平会因频率而异。但在考虑噪声感应机制的情形下选择电路，可以有效实施噪声抑制。
图4-2-12 对电磁感应有效的电路配置示例4-3. 噪声天线天线用作噪声的导体传导和空间传导之间的调和器。如果理解了天线的本质，就能设计出噪声更小、成本更低的电子设备，还能恰当地运用屏蔽和EMI静噪滤波器。基本的天线为偶极子天线和环形天线。就噪声抑制而言，多种电子设备的各个结构均理解为是如图4-3-1和图4-3-2所示的基本天线的变形或是这些天线的组合。通过此建模，可以识别出噪声发射及灵敏度高的频率和方向等。本章将讲述基本天线的本质。
图4-3-1 将数字信号线路理解为天线的建模示例
图4-3-2 将接口电缆理解为天线的建模示例4-3-1. 两种基本天线图4-3-3展示了本节中讲述的基本天线的模型。(1) 偶极子天线图4-3-3(a)展示了一个偶极子天线。一般而言，两根导线间施加电压时，会在周围的空间产生电场。反过来，如果将两根导线放到电场内，会感应出电压。偶极子天线利用了这个功能，且主要对电场敏感。(2) 单极天线图4-3-3(b)中的单极天线是将偶极子天线的其中一根导线用作地面的天线。因为其作为天线的功能类似于偶极子天线，所以本节将其作为一种偶极子天线处理。(3) 环形天线图4-3-3(c)展示了一个环形天线。通过如图所示的环状导线施加电流时，以穿透该环路的方式产生磁场。相反，如果穿透该环路的磁场变化，导线上会出现感应的电动势。环形天线利用了这个功能，且主要对磁场敏感。(4) 无线电波的发射如果对上述天线施加电压或电流，会在天线周围出现电场或磁场。这个电磁场会产生无线电波，然后发射出去。但不是天线周围的所有电磁场都会转换为无线电波。许多情况下电场和磁场的大部分能量会返回到天线。本节中，将转换为无线电波但未返回到天线的组成部分称为发射。
图4-3-3 基本天线4-3-2. 天线的本质当电路发射无线电波时，天线作为接收无线电波的出入口。本节中引入了一些表述天线功能的术语。(1) 易于发射无线电波的天线施加电压或电流时，发射较强无线电波的天线被视为高效天线。通常天线形状越大，越容易发射无线电波。这个性质将在下述章节内讲述。发射的强度与天线接收的功率呈比例关系。接收的功率随着施加到天线的电压或电流升高而变大。但也会受到如图4-3-4所示的天线和信号源之间的匹配阻抗水平所影响。此外，易于发射无线电波的天线也易于高效接收无线电波。本节着重于在这个天线本质的前提下阐释噪声发射。接收无线电波的匹配阻抗利用了与天线相连的负载阻抗。请注意，本节中所述的高效天线不同于天线理论内提及的高增益天线。还要注意本节阐释的前提是天线本身不会有任何损耗。
图4-3-4 无线电波发射和阻抗匹配(2) 极化和天线方向空中传输无线电波的电场和磁场方位称为极化。天线对这种极化有一个高度敏感的方向。图4-3-5展示了基本天线的方向。偶极子天线在天线元件的伸展方向（以下称为“天线轴”）对电场高度敏感，且不接收垂直于这些元件的电场信号。因为发射无线电波也是这样，所以不会产生垂直于此轴的电场。对于环形天线而言，在垂直于环形平面的方向上存在一个轴，天线对这个轴向的磁场高度敏感。感应不到垂直于此轴（平行于环形平面）的磁场。
图4-3-5 无线电波的极化和天线方向(3) 发射模式天线不是再所有方向上都均匀地发射。发射的强度会随方向变化。这就叫做发射模式。尽管在一个方向上集中发射的天线被视为具有良好的指向性，但噪声抑制并不需要天线有良好的指向性。图4-3-6展示了基本天线的发射模式。如图所示，即使方位不同，偶极子天线和环形天线的发射模式均具有相同的形状。但这些发射模式仅适用于天线尺寸相对波长而言很小的情形。如果频率升高，天线的尺寸相对波长而言就不可忽略，这会让发射模式出现变化。另请注意这些只代表了作为无线电波发射的元件，而天线附近的电磁场分布是与此不同的。
图4-3-6 基本天线的发射模式（低频）以下章节讲述了这些基本天线的本质及其与噪声发射的关系。首先阐释偶极子天线，随后在此基础上进一步阐释环形天线。4-3-3. 偶极子天线(1) 偶极子天线在两条开放线路之间施加电压以发射无线电波的天线称为偶极子天线。如果如图4-3-7(a)所示线路长度相对波长非常短，则噪声发射较弱。但如果如图4-3-7(b)所示总长度接近1/2波长（这意味着每侧为1/4波长），电流更易于流动（称为谐振），且更可能会发射较强的无线电波。如图4-3-7(c)所示，对偶极子天线的一侧接地形成的单极天线也被视为偶极子天线的变形事例。这种情况下，较强的无线电波会出现在天线长度为1/4波长的频率处。
图4-3-7 偶极子天线(2) 发射无线电需要多大的强度？偶极子天线发射无线电需要多大的强度？图4-3-8展示了用电磁模拟装置计算无线电波强度的示例。本次测试将1V正弦波施加到竖直设置的天线上，并测量水平方向上10m远的某个点处的电场强度。为了测量噪声，考虑了地板和天线高度中心的反射。天线的厚度设置为1mm，信号源的输出阻抗设置为10Ω，以数字信号的谐波引起噪声为前提，在10MHz奇数倍频率的基础上进行计算。图4-3-8(a)展示了天线长度最短为40mm的情形。无线电波相对有限。图4-3-8(b)展示了天线长度为200mm的情形。无线电波明显增加，且在690MHz出现峰值。图4-3-8(c)展示了天线长度延长到1m的情形。无线电波已经达到最高值，在150MHz，430MHz和730MHz处存在峰值。如上所述，总的趋势是天线越长，无线电波越强。随后达到某个长度时，开始出现峰值频率。但即使天线再继续延长，最大强度也不再会变高。
图4-3-8 偶极子天线的频率特征（计算值）依照数字设备的噪声规定，距离为10m时的极限值已经设置为30至40dBµV/m。由于图4-3-8的图表中显示的范围远比这个限值要强，所以可以看到直接输入1V信号会发射出大幅超过噪声规定限值的无线电波。(3) 将数字信号连接到偶极子天线当数字信号作为噪声源进行连接时，发射强度有多大？图4-3-9展示了将第2-4节中说明的谐波连接到图4-3-8(b)中的20cm天线时发射强度的计算结果。图4-3-9(a)与图4-3-8(b)使用相同的数据，其中将1V正弦波作为信号源进行连接。图4-3-9(b)展示了连接理想的10MHz数字脉冲时的计算结果。垂直轴的显示范围已经在图表中偏移了40dB。即使噪声源是数字信号谐波，也可以看到发射出的无线电波超过了CISPR二类限值达30dB。图4-3-9(c)展示了如第2-4-4节所述，脉冲波形作为过渡时间20ns的梯形波时的计算结果。此时的结果可以低于限值。如上所述，偶极子天线能够发射非常强的无线电波。因此需要谨慎设计，不要让导线和电子设备中采用的结构形状构成偶极子天线的形状。如果无法避免偶极子天线的形状，可以预防性地采用EMI静噪滤波器，通过延迟信号的上升时间来降低谐波。
图4-3-9 连接到10MHz数字信号时的发射（计算值）(4) 天线长度和波长的关系在图4-3-8中，峰值频率和天线尺寸之间存在某种关系。图4-3-10展示了将天线长度与每个频率的波长进行比较的图解。如图所示，200mm和1m的长度分别在750MHz和150MHz形成1/2波长。这些频率几乎与图4-3-8中的峰值一致。如上所述，偶极子天线在其长度形成1/2波长的频率时更易于发射无线电波。图4-3-8(c)还展示了除了大约150MHz（1/2波长）之外的循环内无线电波的峰值。这些是天线波长为1/2波长时频率（此例中为150MHz）的奇数倍，此时更易于发射无线电波。在这些频率上，天线会如第3-3-6节所述产生驻波和谐波，使天线更易于通过电流。就噪声抑制而言，重要的是保持线路长度（可能用作天线）短于波长，这样才能减少噪声发射。图4-3-9显示了目标为1/20波长的范围。如果设计时可以将线路或电缆长度保持在这个范围内，就可以减少噪声问题。
图4-3-10 天线长度和波长的关系以下从4-3-4到4-3-15的章节讲述了在噪声转换为无线电波时决定天线功效的因素。讲述的内容稍有技术含量。如果不是很感兴趣，请跳到4-3-16。4-3-4. 输入阻抗为什么偶极子天线会在1/2波长的频率处出现较强的无线电波发射？其中一个原因是输入阻抗。图4-3-11展示的图表计算了图4-2-8中所用天线的输入阻抗。如果天线与波长相比很短，就可以看到输入阻抗为1000Ω或更高，电流几乎难以通过。相比之下，使得长度形成1/2波长奇数倍的频率会让输入阻抗成为局部最低点，大约100Ω（最低点大约是73Ω），使其更易于通过电流。（在图4-3-8中，频率由于20MHz的增量，看上去稍有偏移）如上所述，由于降低了天线的输入阻抗且因此在长度为1/2波长的奇数倍频率时产生电流，可（简单地）理解为发射较强的无线电波。这个局部最低点稍微偏向使长度为1/2波长（取决于天线粗细度）的频率的低频端。在这个频率点，阻抗成为纯电阻，没有任何电抗，这意味着天线出现谐振。因为其他频率有电抗，所以可根据电抗的极性称其为电感（电抗处于阳极状态，类似于电感器）或电容（电抗处于阴极状态，类似于电容器）。
图4-3-11 偶极子天线的输入阻抗（计算值）4-3-5. 辐射电阻天线输入阻抗的电阻元件表示为辐射电阻。这个辐射电阻表示天线将电流转换为无线电波的功能，其中相同电流下辐射电阻越大，发射的无线电波越强。尽管输入阻抗的电阻元件不会始终与辐射电阻相同，但这个电阻元件可以作为辐射电阻的参考。图4-3-12展示了偶极子天线（图4-3-8中计算为1m长）的电阻元件示例。在1/2波长的谐振频率处，这个电阻大约为73Ω。在天线长度短于1/2波长的频率范围内，输入阻抗较高且电流难以流动，同时电阻元件也会变得更小。在这个频率范围内，即使部分电流流动，也难以发射。相比之下，在超过1/2波长的频率范围内，电阻元件的比率会变得更高。在此频率范围内，即使通过的电流非常小，也可发射。因此观察到图4-3-8(c)的高频范围内超出谐振频率的频率范围内存在高电平发射。
图4-3-12 输入阻抗的电阻元件从图4-3-12理解到，偶极子天线不仅在1/2波长的奇数倍谐振，还会在偶数倍的频率谐振。但是这些阻抗达到局部最大值而不允许电流流动，也会造成相对较弱的发射。但是如果信号源阻抗较高，这些频率的偶数倍可造成更好的阻抗匹配，从而导致较强的发射。4-3-6. 阻抗匹配(1) 阻抗匹配若要更加准确地表现无线电波发射较强的现象，则使用第3-3-6节中阐释的阻抗匹配概念。当信号源的输出阻抗等于负载阻抗时，会因阻抗匹配而传输最高能量。在图4-3-8的情况下，随着天线的输入阻抗越接近10Ω，传输的能量越多，因此无线电波发射越强。相反这可以理解为随着阻抗越远离10Ω，越多的能量会反射到噪声源侧，导致无线电波越弱。(2) 共轭匹配为了更加准确地表述阻抗匹配，我们使用共轭匹配的概念。如图4-3-13所示，共轭匹配表示除了加上阻抗的实部（电阻元件）之外还要抵消虚部（电抗元件）的状态。这种方式允许最大能量传输给含天线等电抗的电路。因为共轭匹配抵消电抗，所以它被视为一种谐振状态。到目前为止信号源的输出阻抗已经在计算中设置为10Ω的电阻，存在信号源有一些电抗的情况。在这些情况下，这可以理解为在抵消天线电抗的频率处会近似达到共轭匹配，且因此更可能发射无线电波。所以如果信号源有电抗，天线的谐振频率会产生偏移，且更可能在波长不是1/2波长的频率处发射无线电波。
图4-3-13 共轭匹配4-3-7. 匹配的电路(1) 由于共轭匹配而发生频率变化的示例作为天线谐振频率因共轭匹配而偏移的示例，图4-3-14展示了小电感(50nH)增加到图4-3-8(b)所示情况下的信号源时计算发射的示例。这可以理解为增加电感会让谐振频率朝着低频端偏移。改变线路长度几厘米就能容易产生这个电感水平（50nH）。就电子设备的噪声抑制而言，电路之间的线路长度发生上述变化（无需更改电路运作）时，噪声强度会明显不同。这可以理解为其中一个因素是发射噪声的天线的谐振发生变化。
图4-3-14 偶极子天线的谐振变化示例(2) 匹配电路因为使用这种方法可以用相对短的天线在低频范围内产生谐振，所以可用于产生紧凑的无线电路。用于调节共轭匹配（例如本例中增加的50nH电感）的电路称为匹配电路。通常匹配的电路会同时调节电抗和电阻元件。如果是噪声抑制的情况，增加的用于消除噪声的电感器或电容器可能会无意间形成匹配的电路，因此会增加噪声排放。为了降低这种风险，应该选择损耗可能最大的噪声抑制元件。4-3-8. 发射模式无线电波会以什么方向从偶极子天线发射？图4-3-15展示了图4-3-8(c)所示的1m长度偶极子天线周围±5m电场范围的计算结果。在此图中，天线位于直立位置的中心。不考虑地板的反射情况。信号源的输出阻抗为0Ω。随着色彩从蓝色变为红色，电场变得更强。图4-3-15(a)是频率为30MHz的情形。在相对较低的频率范围内，电场集中在天线周围且看起来像朝着顶端和底端扩散。形状不同于如图4-3-6所示的基本模式的原因是主要观察的是近场（稍后讲述）。图4-3-15(b)是1/2波长谐振的情形。随着频率升高，电场开始横向扩散，随后在谐振频率处大范围扩散。这个频率范围相对更接近如图4-3-6所示的基本模式。图4-3-15(c)是3/2波长谐振的情形。可以发现发射分成6个方向。随着频率升高，发射倾向于分成这些方向。
图4-3-15 偶极子天线周围的电场计算结果
图4-3-16 偶极子天线周围的磁场计算结果同样地，图4-3-16展示了磁场的计算结果。（因为已经调节了色标，所以电场和磁场在远场具有相同的色彩）。如(a)所示，低频范围中的电场和磁场形状明显不同。此外，随着电场和磁场在如图(b)和(c)所示的高频范围内朝着远离天线的方向移动，电场和磁场强度趋于一致。电场和磁场之间的分布差异与波阻抗有关，这将会在后文中讲述。4-3-9. 偶极子天线的理论特性如图4-3-15和4-3-16所示，尽管可以使用电磁模拟装置来观察如何从偶极子天线发射无线电波，但如果是简单的模型，也可以根据电磁理论来计算。本节中只讲述最简单的结果。若需详细信息，请参阅技术资料 [参考文献 3]。如果只考虑远场，则从非常短的天线发射的无线电波可以用以下公式来表示。如图4-3-6所示的基本发射模式是以这些公式为基础的形状。
图4-3-17 超小型偶极子天线发射的电场此处的l，I和ω分别表示天线长度(m)、电流(A)和角频率(Hz)。波长λ与频率成反比。从这些公式，可以看出从相对小的偶极子天线发射出的无线电波具有以下特性。
[*](i)无线电波的强度与天线长度、电流和频率成正比，而与距离成反比。
[*](ii)无线电波已被极化。如图所示的垂直位置中的天线在水平方向不产生任何电场（EΦ）。
[*](iii)最大发射的方向是图中的横向（θ=90°）。
这可以理解为当形成天线的线路长度缩短时，可以是相同的电流，也可以降低无线电波的发射。4-3-10. 环形天线另一个基本天线是环形天线。环形天线是如图4-3-3(c)所示电流流过环形线路而发射无线电波的天线。类似于偶极子天线，当线路短时发射才弱，但随着环形线路变长形成更大的面积后，发射就会变强。图4-3-18展示了从方形的环形天线发射的计算结果。计算条件与图4-3-8中偶极子天线的计算条件相同。环路位于水平位置。(a) 展示了每侧最小20mm的情形。发射强度保持相对小。(b) 展示了每侧为100mm的情形。随着发射强度增加，峰值开始出现在810MHz处。(c) 展示了每侧为0.5m的情形。发射峰值出现在最低170MHz以及近似整数倍的频率处。发射强度在170MHz及以上频率处几乎是不变的。如上所述，环形天线还展示了与偶极子天线类似的频率特征。但区别是发射峰值出现在环形长度（一侧长度的4倍）形成整数倍波长时的频率左右处。
图4-3-18 环形天线4-3-11. 环形天线的谐振频率(1) 输入阻抗图4-3-19展示了根据图4-3-18中的计算条件得出的输入阻抗计算结果。图4-3-19(a)展示了输入阻抗。类似于偶极子天线，这可以理解为阻抗在发射强度高的频率处达到局部最低点。与偶极子天线一样，驻波会在这些频率时出现于线路上并产生谐振。(2) 电阻元件图4-3-19(b)展示了每侧为100mm的电阻元件情形。类似于偶极子天线的情形，阻抗和电阻在阻抗的局部最高点和最低点彼此匹配，这可以理解为天线会在此阻抗时出现谐振。此外，类似于偶极子天线的情形，局部最高点因无法达到与信号源匹配的阻抗而不会出现发射峰值。
图4-3-19 环形天线的输入阻抗（计算值）(3) 天线长度和谐振频率当环形长度为波长的整数倍时，会出现环形天线的局部最低点。因此发射强度高的频率将是第一个频率的整数倍。（由于偶极子天线涉及奇数倍，所以环形天线的谐振频率间隔看起来更窄）环形天线的谐振频率出现在稍高于正常频率的频率端，这由实际长度决定。例如，即使假设根据一个波长为750MHz，图4-3-19(b)中的局部最低点也指示810MHz。（对于偶极子天线，频率会朝着低频端偏移）4-3-12. 环形天线周围的电磁场类似于上述偶极子天线，图4-3-20展示了环形天线周围电场和磁场的计算结果。如图4-3-18(c)所示，以轴指向页面顶部和底部的方向放置一个边长为0.5m的方形环形天线（因此，环形区域垂直于此页面）用于计算。图4-3-20(a)展示了30MHz相对低频的电磁场。可以理解为强电磁场的区域仅限天线附近。而且，磁场的形状不同于如图4-3-6所示的基本模式。
图4-3-20(b)展示了170MHz的电磁场，其中出现一个波长的谐振。这可以理解为图中的结构会朝着顶端和底端发射。这种情形也不同于图4-3-6中的基本模式。图4-3-20(c)展示了310MHz的电磁场，其中出现两个波长的谐振。这种情况下，天线会朝着横向发射，发射的形状接近图4-3-6中的基本模式。
因此需要意识到环形天线附近的电磁场可能不同于如图4-3-6所示的基本模式。图4-3-6的形状，是在距离天线足够远，且该天线相对波长而言足够小的情况下测得的。
图4-3-20 环形天线周围的电磁场计算结果4-3-13. 环形天线的理论特性类似于偶极子天线，如图4-3-21所示根据电磁理论 [参考文献 3] 还可以计算环形天线的基本发射特征。图4-3-6中的基本模式以这些公式为基础。
图4-3-21 超小型环形天线发射的电场此处的S，I和ω分别表示环形面积(m2)，电流(A)和角频率(Hz)。波长λ与频率成反比。从这些公式，可以看出从相对小的环形天线发射出的无线电波具有以下特性。
[*](i)无线电波的强度与环形面积、电流和频率的平方成正比，而与距离成反比。
[*](ii)无线电波已被极化。如图所示的水平位置中的天线在垂直方向不产生任何电场（Eθ）。
[*](iii)最大发射的方向是图中的横向（θ=90°）。
无线电波的强度由环形天线S的面积决定，与线路的长度没有直接关系。如果以保持S较小的方式来设计线路，则可以降低无线电波的发射。如图4-3-18所示的计算结果看起来发射强度与频率的平方不成正比。出现这些结果的原因包括电流由于天线的输入阻抗明显不同而不稳定，以及天线无法在高频范围内被视为非常小的环路。4-3-14. 近场和远场通常电场和磁场会随着远离天线而变弱。然后电场和磁场有多弱呢？
为了简化这个现象，让我们考虑100MHz的电流在短天线上均匀流动。图4-3-22展示了以电磁理论为基础的电场和磁场的计算结果。在此图中，我们可以发现:
[*](i)偶极子天线附近区域内的电场较强
在此区域内，电场的衰减程度与距离的立方成正比，而磁场的衰减程度与距离的平方成正比
[*](ii)环形天线附近区域内的磁场较强
在此区域内，磁场的衰减程度与距离的立方成正比，而电场的衰减程度与距离的平方成正比
[*](iii)对于这两种类型的天线，在相对远场内电场和磁场的衰减均与距离成正比。
这种情况下，电场与磁场的比率为377Ω。
[*](iv)到区域(iii)的转换距离大约为0.5m
这意味着区域(i)和(ii)对应于第4-2-6节中讲述的近场，而区域(iii)对应于远场。(iii)的远场被认为是以波形发射无线电波。(iv)的转换距离会因频率而不同，已知的转换距离为λ/2π（100MHz时大约为0.5m）。图4-3-22中的图表表示频率固定为100MHz时的特定状态，方便理解。通过将水平轴标准化为波长的距离，此图表可适用于100MHz之外的其他频率。有关详细信息，请参阅技术资料 [参考文献 3]。近场内的电场和磁场会随着距离明显减弱。就噪声抑制而言，有效的方法是保持距离。但如果是短距离，就需要屏蔽，这是因为电磁发射很强。
图4-3-22 偶极子天线周围电场和磁场的距离特征4-3-15. 波阻抗在天线附近使用电磁屏蔽时，屏蔽的效果会因波阻抗而有所差异。波阻抗是某个位置电场与磁场的比率。如图4-3-22所示，由于偶极子天线附近的电场较强，所以波阻抗较高，而环形天线附近的磁场较强，波阻抗就较低。图4-3-23展示了根据图4-3-22的计算结果计算出的波阻抗。偶极子天线可能会在紧邻处（不超过1cm）产生不低于10KΩ的高阻抗，而环形天线会在其紧邻处产生不超过10Ω的低阻抗。但是对于这两种天线，当距离超过λ/2π（100MHz时为0.48m）时会转换为远场，且波阻抗固定为377Ω。这个数值是由无线电波传输所在空间的介电常数和导磁率决定的。
图4-3-23 波阻抗的计算结果4-3-16. 设计发射低噪声的电子设备(1) 缩短线路长度和缩小环形面积如上所述，无线电波的发射取决于天线的长度和环形面积。这就是为什么当减小线路长度时电子设备会不那么容易发射无线电波。即使无法缩短线路长度，如果减小导线形成的间隙，环形面积也会变小，随之减少发射。图4-3-24展示了减小40cm导线形成的间隙面积时发射的变化。由此可见随着形状从(a)，(b)变化为(c)，可以减少更多的发射。此外，大约在750MHz时发射峰值保持相对较高。在这个频率上，往返线路形成传输线，形成了1/2波长谐振电路，因此通过大电流。(2) 谐振频率上的噪声可能保持不变另外对于偶极子天线，如果如图4-3-25所示减小折叠导线之间的间隙，就可以减少发射。这是因为即使谐振频率和电流值保持不变，辐射电阻也会降低。类似于环形天线，谐振频率上的噪声可能保持不变。为了消除这种谐振，适合使用下一节讲述的大损耗静噪元件。
图4-3-24 缩小环形面积后发射的变化（计算值）
图4-3-25 发射随线路角度的变化（计算值）(3) 用低通滤波器降低噪声如图4-3-24(c)和图4-3-25(c)所示，由于强谐振而在谐振频率上出现强噪声发射时，使用LC低通滤波器可以偏移谐振频率，从而在另一个频率上形成强噪声。图4-3-26展示了将电感器用作低通滤波器的示例。图4-3-26(a)与图4-3-25(c)所示的计算结果相同。会在大约750MHz处看到强谐振。图4-3-26(b)展示了连接50nH线圈作为EMI静噪滤波器抑制这种噪声的情形。尽管第3章进行了详细讲述，但线圈或旁路电容器用作低通滤波器可防止噪声被传输到天线。图4-3-26(b)还展示了噪声在750MHz处因低通滤波器的效果而出现下降。不过也会看到噪声在430MHz处增大。因此需要注意的是，将静噪元件随意地连接到谐振电路可能会改变谐振状态且增加噪声。(4) 使用大损耗的EMI静噪滤波器为了避免这种故障，应该选用大损耗的EMI静噪滤波器。图4-3-26(c)展示了增加一个与线圈串联的100Ω电阻器的示例。可以发现谐振已经消失，并且整个频率范围内的噪声发射被降低。铁氧体磁珠是这种方式下同时具有线圈和电阻器特征的其中一个元件。铁氧体磁珠在第3章内详细讲述。
图4-3-26 静噪元件的损耗效果（计算值）(5) 从屏蔽罩伸出的任何导线均用作单极天线屏蔽对抑制噪声的空间传导有效。如果可以彻底地封闭整个电子设备，屏蔽就会有效地工作。但许多电子设备会有一根导线穿过屏蔽罩，用作噪声的出入口，因此会削弱屏蔽效果。对于这种情况的天线模型，穿过屏蔽罩的导线可以被视为用作地面的屏蔽上方的单极天线。图4-3-27(a)展示了这种情形的模型图。在这个模型中，伸出的导线长度越短，发射的噪声越小。在定性地分析实际电子设备的噪声抑制时也能得出这个结论。(6) 屏蔽罩用作偶极子天线在此模型中，当导线如图4-3-27(a)所示非常短时，几乎没有噪声发射。但是在实际的噪声抑制中，即使导线只有1cm，也可能会发出不可忽略的强噪声。这是因为屏蔽本身用作偶极子天线的另一个部件，如图4-3-27(b)所示。这种情况下，发射无线电波的天线主体部件不再是伸出的导线，而是屏蔽罩本身。此时也可以认为因为屏蔽已经损坏，噪声被传导到屏蔽罩。这种情形下的天线功能会因屏蔽罩的尺寸和形状而发生变化。谐振频率可被认为是以偶极子天线（包括屏蔽的尺寸）的谐振频率为基础。图4-3-7(c)展示了将此建模为偶极子天线时的计算结果。尽管峰值频率与图4-3-27(b)相同，但发现发射更强。(7) 即使伸出的导线很短也要插入滤波器如果包含噪声的导线从屏蔽中伸出，即使伸出的导线很短也要特别小心。建议在导线穿过屏蔽的位置处采用EMI静噪滤波器。
图4-3-27 用作天线的屏蔽罩示例（计算值）4-4. 噪声屏蔽第4-4-8节讲述了屏蔽用于阻挡空间噪声传导。许多情况下此屏蔽用作电磁屏蔽。本节讲述了电磁屏蔽的通用特征，还阐释了有效使用电磁屏蔽须谨记的几个要点。4-4-1. 屏蔽结构(1) 电子设备屏蔽电子设备所用的屏蔽要如下图所示遮盖住机身，电路板或电缆。本节着重于噪声穿过这些屏蔽的部分（如图所示），还讲述了电磁屏蔽主要根据材料特征来阻挡无线电波的效果。这些屏蔽不仅用于向外排放的噪声，还用于从外部进入电路的噪声。类似于天线的情形，因为这两个效果是相同的，所以本节将着重于噪声排放。
图4-4-1 电子设备的屏蔽结构示例(2) 屏蔽效果细分如图4-4-1所示，用屏蔽限制噪声的效果一般可使用夏克诺夫的公式来阐释。如图4-2-2所示，考虑了无线电波从左侧撞击屏蔽后的屏蔽效果以及右侧向外泄露的屏蔽效果。这里我们假定右侧向外泄露的无线电波要比左侧撞击屏蔽的无线电波弱SE(dB)。如下所示，夏克诺夫的公式通过对三项求和来表示屏蔽效果SE。
（公式 4-4-1）
[*]R表面反射造成的无线电波损耗（反射损耗）
[*]A屏蔽内部衰减造成的无线电波损耗（衰减损耗）
[*]B前后端之间多重反射的效果（多重反射效果）
图4-4-2 屏蔽效果这里忽略其中的多重反射效果B，因为只要不是A的吸收损耗非常小这一特殊情况（如非常薄的金属箔等），多重反射的影响就很小，可以无视。尽管夏克诺夫的公式是近似公式，但实际上已经足够准确且被广泛使用，因为这个公式有助于理解屏蔽效果。有关详细信息，请参阅技术资料[参考文献 3]。本节将在这个公式的基础上进一步讲述常规的屏蔽特性。4-4-2. 屏蔽特性(1) 用非常薄的金属板就可达到大约100dB的屏蔽效果图4-4-3展示了铜板的情形，并以此作为用夏克诺夫公式计算结果的一个示例。
图4-4-3 铜板的屏蔽效果图4-4-3(a)表示了厚度为0.1mm时的频率特征。红线指示的屏蔽效果SE在从0.1MHz到1000MHz的整个频率范围内达到100dB或更高。如果是常规电子设备的噪声抑制，100dB则被认为是达到了足够大的效果。图4-4-3(b)展示了通过在固定频率10MHz上改变厚度得出的计算结果。即使是厚度只有10µm的超薄铜板也具有明显的屏蔽效果。下文阐释细分的屏蔽效果。(2) 反射损耗图4-4-3中的蓝线表示了反射损耗R。从图中可以理解为铜只从反射损耗就能达到接近100dB的效果。如图4-4-4所示无线电波从左到右发射无线电波时，由于空间的固有阻抗和屏蔽材料的固有阻抗之间的阻抗匹配非常差，就会出现反射损耗。空间的固有阻抗为377Ω，而10MHz时铜板的固有阻抗只有1.17MΩ。实际差距达到了32万倍。因此无线电波的能量几乎不能进入铜板。此处的固有阻抗代表了无线电波在特定材料内以平面波形传输的特性，还指示了与传输线路的特征阻抗等效的数值。这表示电场与磁场的比率，这个值由介电常数ε，磁导率µ，电导率σ和频率ƒ等决定。通常因为金属的导电率非常高，所以金属的固有阻抗非常小。尽管图4-4-3展示了铜的情形，但铁的导电率只比铜低一个数量级，而磁导率要高1000倍。因此铁的反射损耗会更小。但铁在10MHz时依然具有接近60dB的反射损耗。因此大多数金属材料均视为能够达到不造成实际问题的反射损耗。无论厚度多少，都可以达到这个反射损耗。（如果厚度很薄，需要修正多重反射效果）因为反射是导电率造成的，所以这也意味着可以在电阻高的截面（如果有）上降低屏蔽效果。例如如果屏蔽板内有一个接合点，连接面的任何电阻均会明显降低屏蔽的效果。为了确保连接面的传导，可以使用导电垫圈等。
图4-4-4 屏蔽板表面的无线电波的反射(3) 衰减损耗图4-4-3中的绿线表示了衰减损耗。这个损耗会随着频率和/或材料厚度增加而明显变大。因此在诸如图4-4-3(a)所示的情形下，衰减损耗会在100MHz或更高频率范围内超过反射损耗，总共达到200dB或更高的屏蔽效果。
图4-4-5 屏蔽板内无线电波的衰减衰减损耗是由通常称为集肤效应的特性而造成的无线电波衰减。当无线电波进入金属时，无线电波会在距离表面的集肤深度δ处以0.37的系数特征进行衰减。因此如果屏蔽板厚度大于集肤深度，就可以预期有明显的衰减效果。当使用相同厚度的屏蔽材料时，集肤深度更薄的材料被认为会有更佳的衰减损耗。图4-4-6展示了常规屏蔽材料（铜，铝和铁）的集肤深度的计算结果。频率越高，集肤深度就越浅，且因此可以获得衰减损耗。在10MHz处，预计可以从厚度不小于20µm的铜和厚度不小于2µm的铁获得衰减损耗。集肤深度也会因材料的磁导率µ和导电率σ而有所差异。导电性或磁导率越高，集肤深度越浅。尽管图4-4-6表明了铁的导电率要比铜的低，但由于铁的磁导率很大，铁的集肤深度要比铜低一个数量级。因此这可以理解为即使铁的反射损耗小于铜的反射损耗，铁这种材料也会具有较大的衰减损耗。（因为图4-4-6假定了铁的相对磁导率是1000而进行计算的，所以不是很准确）
图4-4-6 金属板的集肤深度(4) 影响屏蔽效果的材料参数当如上所述使用金属板时，通过以下方式可以获得更大的屏蔽效果:
[*](i)使用更厚的屏蔽材料（衰减损耗增大）
[*](ii)提高导电率（衰减损耗和反射损耗同时增大）
[*](iii)提高磁导率（衰减损耗增大）
通常只要是金属板，实际上任何材料或厚度均可以发挥出足够的屏蔽效果。但是如果如下所述在环形天线的附近处理不高于100kHz的频率范围，那么材料和厚度就会很重要。4-4-3. 低频磁场的屏蔽如图4-4-6所示的计算结果，集肤深度会随着频率下降而增大。因此当使用厚度大约0.1mm的薄金属板时，预计会在不高于1MHz的范围内从铜或铝中以及在不高于10kHz的范围内从铁中获得较大的衰减损耗。用衰减损耗屏蔽这种低频噪声需要很厚的材料。如上一节所述，我们假定即使没有衰减损耗，正常情况下反射损耗预计能够获得足够好的屏蔽效果。但前提是材料的固有阻抗远小于空间的固有阻抗。实际上，当屏蔽材料位于噪声天线附近时，波阻抗（电场与磁场的比率）不同于空间的固有阻抗（377Ω）。有关天线附近的波阻抗，请参阅第4-4-2节。位于天线附近的屏蔽材料的反射损耗会因这个波阻抗而有所差异。特别是在图4-4-7的情形下，环形天线附件的磁场较强，使得波阻抗一直小于377Ω。因此降低了与屏蔽材料的固有阻抗的阻抗不匹配，从而降低了反射损耗。因此需要增大衰减损耗来补偿降低量。但是因为低频范围内的集肤深度增大，所以需要使用比较厚的材料。出于上述原因，难以使用铜等良导体，来屏蔽环形天线附近的低频噪声。这种情况下，铁板（更浅的集肤深度）比铜板更合适。此外，除了电磁屏蔽，可能还需要其他磁屏蔽技术。
图4-4-7 难以屏蔽低频磁场4-4-4. 连接屏蔽罩如上所述，材料的屏蔽效果可以用夏克诺夫的公式来估算。但是将这个公式应用到实际的电子设备时，通常无法获得此处所述的效果。主要原因是任何连接面或开孔均可能成为障碍，使材料无法发挥出足够的性能。本节讲述了连接屏蔽罩时要谨记的几个要点。(1) 当装配屏蔽罩时如上所述，金属板的屏蔽效果主要是因导电率产生的。换言之，重要的是电流易于流过屏蔽表面。如果屏蔽表面有开孔或间隙，电流难以流动，从而使屏蔽效果受损。如图4-4-8所示，应该牢牢地连接屏蔽罩的连接面。使用导电垫圈等无缝连接屏蔽表面，可保持良好的屏蔽。如果仅使用螺丝或接触点进行连接，应缩小螺丝或接触点之间的间隔（大约1/20的波长）。如果如图4-4-9所示屏蔽罩内依然有间隙，需要意识到可能会发射无线电波，尤其是在让间隙长度形成1/2波长的频率上。（例如，如果是12cm的CD狭槽，将大约是1.2GHz）。
图4-4-8 连接屏蔽罩
图4-4-9 狭缝的效果(2) 除了无线电波屏蔽之外的因素如果由于屏蔽中的开孔、整个物体的外壳不完整或导线伸出屏蔽罩而使得屏蔽中断，屏蔽罩本身就会成为天线并发射无线电波。这种情形下，可以说共模噪声已经被传导到屏蔽上。这种现象不同于图4-4-9所示的开孔用作天线的问题。而是如图4-4-10(a)所示整个屏蔽罩和整个系统用作天线。这样一来天线尺寸变大，发射的噪声频率将比从开孔尺寸估算的频率更低。如图4-4-10(a)所述由浮动静电容量等驱动，因此能量不是很强。但需要完整屏蔽时，应意识到这个可能性。如图4-4-10(b)所述，为了防止出现这种情形，需要:
[*](i)导线伸出时插入滤波器
[*](ii)开孔是产生问题的原因时减小尺寸，或保持内部噪声源远离此开孔
[*](iii)整个物体还未封闭时提高封闭性。
这些方法也对接地增强有效。
图4-4-10 改善屏蔽断开部分4-4-5. 连接屏蔽电缆(1) 屏蔽电缆接地尽管可以说屏蔽罩的主要功能是“限制内部噪声”，但屏蔽电缆的屏蔽部分也可以用作电流的路径。因此，需要特别注意屏蔽接地的部分。例如如图4-4-11所示的同轴电缆是作为电流路径的屏蔽部分。众所周知，同轴电缆可用作屏蔽的电缆。也是理想的传输线路。外导线（外护套）是信号电流的回路。在屏蔽接地方面，相同的概念也适用于同轴电缆之外的通用屏蔽电缆。尽管在某些情况下可以清楚地分隔开电流和屏蔽的回路，但通用概念也适用于常规电子设备的噪声抑制。因此本节阐释了与同轴电缆有关的屏蔽连接示例。
图4-4-11 同轴电缆若要通过同轴电缆发射信号，如图4-4-11(b)所示外护套应该连接到电路的地线。因此流过内部导体的电流产生的电磁场与流过外部导体的电流相抵消，从而消除了从电缆发射的噪声。对于通用的屏蔽电缆，屏蔽电缆应该连接到两端的地线。但是对于静电屏蔽，有些情况只可以连接屏蔽电缆的一端。(2) 连接到屏蔽罩我们应该如何将这个电缆的屏蔽连接到屏蔽罩？图4-4-12展示了两个屏蔽罩彼此互连的示意图。如图4-4-12所示，为了获得完整的屏蔽连接，屏蔽电缆的外护套的整个圆周需要连接到屏蔽罩。为此，经常会使用屏蔽连接器。如果两个屏蔽罩均已经单独接地，可能会引起接地回路，或可能无法符合如图4-4-12所示的单点接地原则。这些事实违背了用于消除相对低频范围内的噪声干扰的常规设计策略。换言之，让屏蔽消除噪声排放实际上可能会增加低频噪声。如上所述，噪声抑制与接地连接的状态存在权衡关系，而且根据具体情况依然可能有无法处理的一部分残留。（例如，如果图4-4-12中的一侧断开地线连接，就能解决以上问题，同时可能会增加电气化的风险，或可能会折损静电电荷的敏感性）
图4-4-12 连接到屏蔽罩(3) 连接到电路板尽管存在如上所述的问题，屏蔽电缆的地线通常会牢牢地连接到如图4-4-12所示两端的屏蔽罩，然后连接到电路的地线。这样可以:
[*](i)对于噪声，提供与噪声屏蔽罩一体化的屏蔽结构。
[*](ii)为信号提供正确的电流反馈电路。
图4-4-13展示了与同轴电缆有关的连接电路板的示例。图4-4-13(a)展示了将导线连接到电路板的情形。电缆的屏蔽外护套通过同轴连接器连接到屏蔽罩。这就可以生成正确的屏蔽结构。图4-4-13(b)表明了同轴连接器和电路板之间的间隙也通过短同轴电缆来连接。这种情况下，可以形成更好的信号传输电路。请注意，也应该在电路板侧连接同轴电缆的接地。
图4-4-13 屏蔽电缆接地4-4-6. 不合适的屏蔽示例(1) 软辫将屏蔽电缆不正确的接地作为一个例子，存在一个名为软辫的结构。这种连线方法是将屏蔽外护套接地，将其捆扎为如图4-4-14(a)所示的导线。这样做易于进行连接。但是捆扎的部分会产生阻抗，并削弱屏蔽效果。图4-4-14(b)展示了连接到屏蔽罩的软辫示例。这种情况下，连接目标适合屏蔽噪声。但屏蔽效果会因软辫而受损。此外，信号电流没有回路（插图显示了电流通过相对较远的屏蔽罩的地线形成回路）。这种情况下，噪声可能会通过信号电流被传导到接地，从而屏蔽电缆可作为这种噪声的天线。图4-4-14(c)展示了连接到电路接地侧的软辫示例。这种情况下的信号电流回路是合适的。但是屏蔽罩和屏蔽电缆的地线已经互相隔开。因此屏蔽效果明显受损。
图4-4-14 不适当的接地示例(2) 如何改善软辫实际上，没有屏蔽罩时或由于单点接地原理而无法连接到屏蔽罩时，必须作为通用方法进行如图4-4-14(c)所示的连接。尽管不建议在需要大量消除噪声的情形下进行此连接，但图4-4-15展示了一种方法可改善此情形。图4-4-15(a)是大幅屏蔽信号的情形。连接电路板和同轴电缆要使用专用的连接器。如果这个电路板的接地稳定，电缆屏蔽的功能会相对有效。为了稳定电路板的接地，应该在如图所示的电缆（可能是最近的距离）基础上将电路地线连接到屏蔽罩（如果有）。如果由于单点接地的设计策略而无法连接，则应该如图所示通过一个电容器进行连接。图4-4-15(b)是用EMI静噪滤波器抑制噪声的示例。因为屏蔽已经在屏蔽电缆的外露部分断开，所以在这个位置安装滤波器来阻挡噪声进出。尽管图中显示了一根同轴电缆，但如果是差分信号，这个部分会使用共模扼流线圈。
图4-4-15 改善接地的示例(3) 屏蔽断开如果屏蔽电缆的屏蔽外护套破裂，会造成什么影响？如果如图4-4-15(a)所示在圆周方向中有一个裂缝，而且这个裂缝还穿过了整个圆周，那么即使缝隙很小，影响也会很严重。这是因为沿着长度方向流动的屏蔽电流受到了干扰。即使只有一个裂缝，整根电缆的屏蔽效果也会受损。如果如图4-4-13(b)所示的纵向有一个裂缝，就不会干扰屏蔽电流，造成的影响相对较小。
图4-4-16 屏蔽电缆中的裂缝示例4-5. 第4章小结第4章讲述了空间噪声传导和屏蔽。还介绍了电磁概念并进一步阐述噪声。本章节所讲述的主题与概念的关系如下:
图4-5-1 本章节的课题关系噪声需要天线来发射。但是天线的特征会因其实际形状而有所不同，难以将天线表示为一个电路。这个事实对理解噪声问题和设计电路造成了困难。为了更好地理解整个空间噪声传导图，本章讲述天线时简化了模型。尽管主要讲述噪声的产生，但可以用相同的理念来理解接收噪声的情形。易于发射噪声的天线也易于接收噪声。显然通过天线传导时会发射噪声。因此电子设备通常设计为尽可能不传导噪声，而线路不能设计成天线一样。你可能会认为噪声引起问题的原因是噪声电流会流过非预期的路线。将在噪声模式转换中解释这个现象。下一章将讲述噪声模式和模式转换。
图4-5-2第4章小结[参考文献]
Noise Reduction Techniques in Electronic Systems Second Edition
Henry W. Ott
John Wiley & Sons, Inc. 1988
Introduction to Electromagnetic Compatibility
Clayton R, Paul
John Wiley & Sons, Inc. 1992转载自 吴川斌的博客 http://www.mr-wu.cn/
页:
[1]
